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受前文（搭建小型雷達(dá)系統(tǒng) | 實(shí)現(xiàn)距離、多普勒測(cè)量和合成孔徑雷達(dá)成像）的啟發(fā)，搭建一個(gè)雷達(dá)系統(tǒng)是一個(gè)可行的項(xiàng)目，雖然具備一些挑戰(zhàn)，但做這些事情可以鍛煉動(dòng)手能力，也能將理論和實(shí)踐聯(lián)系起來(lái)，最重要的是這些實(shí)驗(yàn)將來(lái)用在產(chǎn)品研發(fā)中具有一定的價(jià)值。 本期文章給大家分享一個(gè)6GHz調(diào)頻雷達(dá)系統(tǒng)搭建的實(shí)驗(yàn)項(xiàng)目，該項(xiàng)目距今將近10年了。這個(gè)實(shí)驗(yàn)項(xiàng)目提供完整的項(xiàng)目資料，包含電路圖、PCB、代碼等，是非常具有參考意義的實(shí)驗(yàn)，文末附帶資料下載鏈接。 這些自行搭建雷達(dá)系統(tǒng)的有趣實(shí)驗(yàn)，可以更加深入地了解雷達(dá)的基本構(gòu)成，雖然如今，世界上陸陸續(xù)續(xù)推出了很多款單芯片集成的微波/亞毫米波/毫米波雷達(dá)芯片，但是由于其集成度太高，導(dǎo)致我們通常不能夠很好地觀察芯片內(nèi)部各個(gè)射頻組件的工作原理和運(yùn)行機(jī)制。 一、概述 連續(xù)波多普勒雷達(dá)是可以搭建的比較簡(jiǎn)單的雷達(dá)，連續(xù)多普勒雷達(dá)采用發(fā)射恒定頻率的信號(hào)，并從目標(biāo)返回，如果目標(biāo)運(yùn)動(dòng)，則多普勒頻移會(huì)導(dǎo)致回波信號(hào)的頻率發(fā)生變化。 但是連續(xù)波多普勒雷達(dá)只能檢測(cè)目標(biāo)的速度，不能檢測(cè)目標(biāo)的距離，這也被稱為單頻連續(xù)波雷達(dá)，一般可以用于交通測(cè)速場(chǎng)景中。復(fù)雜的雷達(dá)系統(tǒng)可以通過(guò)調(diào)制發(fā)射信號(hào)的頻率來(lái)實(shí)現(xiàn)，這被稱為調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)(FMCW)。 FMCW雷達(dá)通過(guò)發(fā)射頻率隨時(shí)間線性變化的頻率，信號(hào)通過(guò)天線輻射出去碰撞到目標(biāo)，然后由目標(biāo)反射回雷達(dá)的接收天線。接收信號(hào)和發(fā)射信號(hào)進(jìn)行混頻(相乘)，由于接收信號(hào)和發(fā)射信號(hào)存在時(shí)間延遲(單頻連續(xù)波無(wú)時(shí)間延遲)，因此混頻之后會(huì)輸出中頻信號(hào)。中頻信號(hào)的帶寬由發(fā)射信號(hào)和接收信號(hào)的延遲時(shí)間決定，本質(zhì)上講中頻信號(hào)頻率是由目標(biāo)與雷達(dá)之間的徑向距離決定的，當(dāng)存在多目標(biāo)場(chǎng)景時(shí)，需要采用快速傅里葉變換(FFT)分離多個(gè)目標(biāo)。 這些基本的FMCW原理可以看鏈接學(xué)習(xí)： https://zhuanlan.zhihu.com/p/510398532（復(fù)制到瀏覽器打開(kāi)） FMCW雷達(dá)系統(tǒng)框圖如下所示：
框圖中術(shù)語(yǔ)表：
二、FMCW雷達(dá)參數(shù) 本項(xiàng)目發(fā)射信號(hào)載波f0=6GHz，帶寬100MHz，掃頻時(shí)間tramp = 5ms，目標(biāo)距離d=100m（對(duì)應(yīng)檢測(cè)輸出頻率13.3kHz），頻率較低，可以采用成本較低的器件檢測(cè)到。 多普勒頻移的估計(jì)可以采用多個(gè)Chirp積累進(jìn)行測(cè)量，另一種方式是采用三角波FMCW調(diào)制，因?yàn)槎嗥绽疹l移會(huì)導(dǎo)致三角波調(diào)制信號(hào)在混頻時(shí)出現(xiàn)不同的兩個(gè)頻率。 三、設(shè)計(jì)雷達(dá) 為了獲得更小的分辨率，需要選擇高頻，同時(shí)高頻會(huì)使得天線體積減小。但是高頻會(huì)提升雷達(dá)系統(tǒng)搭建的成本，雷達(dá)系統(tǒng)組件的選擇變得很被動(dòng)，射頻設(shè)計(jì)也變得有挑戰(zhàn)性。 在當(dāng)時(shí)，2.4GHz的頻段設(shè)計(jì)成本比較低廉，因?yàn)檫@個(gè)頻段的元器件成本較低，5~6GHz的頻段設(shè)計(jì)成本也還好，也很容易設(shè)計(jì)，寄生損耗不算太高。普通的RF4板性能不好，因?yàn)樽杩共皇芸刂疲⑶野迮c板之間存在明顯的差異，難以達(dá)到精確設(shè)計(jì)?？梢蕴峁┳杩故芸仉娐钒宓闹圃焐淌?OSH Parks 四層工藝，它使用介電常數(shù)為 3.66 的 FR408 基板，成本還比較低。但是該板不適合RF設(shè)計(jì)，因?yàn)榈谝粚雍偷诙又g的間距僅為 0.17 mm，這會(huì)導(dǎo)致走線非常細(xì)（50Ω微帶線寬 0.35 mm），但這個(gè)在制造公差范圍內(nèi)，因此可以采用。 電路原理圖和PCB如下，后面提供的資料下載鏈接中會(huì)有詳細(xì)的電路圖PDF。
下面來(lái)看雷達(dá)系統(tǒng)各個(gè)組件的搭建。 1、微控制器（MCU） 微控制器需要帶有USB接口，能夠和PC機(jī)實(shí)現(xiàn)交互。采用集成式AD/DA轉(zhuǎn)換器也能夠節(jié)約PCB空間和成本。 可選擇的最便宜的微控制器是飛思卡爾Kinetis KL26Z128VFT4，具備一個(gè)ARM Cortex-M0+內(nèi)核，時(shí)鐘頻率為48 MHz，價(jià)格為3.4英鎊，具有USB接口，以及16位ADC和12位DAC。
這款處理器僅支持 USB 1.0，理論上全速USB 1.0可以傳輸 在 12 Mbits/s 時(shí)就足夠了，但實(shí)際上的傳輸速度約為 10 kB/s。 在數(shù)據(jù)傳輸方面，可以通過(guò)壓縮傳輸信號(hào)，傳輸速度幾乎可以輕松提高一倍。由于信號(hào)是平滑的，兩個(gè)連續(xù)采樣之間的差值很小。這樣就可以只用一個(gè)字節(jié)傳輸最后一個(gè)采樣點(diǎn)的差值。在某些情況下，差值無(wú)法用一個(gè)字節(jié)來(lái)表示，這可以通過(guò)使用特殊的字節(jié)值（實(shí)驗(yàn)中用的是全1)來(lái)解決，該值用于表示后面有兩個(gè)字節(jié)長(zhǎng)的完整采樣值。在實(shí)踐中，這種方法效果非常好。 從軟件角度看，這是一款非常有趣的處理器。Kinetis 提供的處理器專家工具可以自動(dòng)生成外設(shè)的驅(qū)動(dòng)代碼。這使得配置時(shí)鐘、ADC、I2C 和所有其他外設(shè)變得更加容易，而且在實(shí)際應(yīng)用中效果非常好。但它也有一些不支持的功能，例如無(wú)法在運(yùn)行時(shí)更改定時(shí)器的速度。不過(guò)，也可以直接使用寄存器來(lái)實(shí)現(xiàn)缺少的功能。 本實(shí)驗(yàn)在給這塊電路板編程時(shí)遇到了很多困難，編程成功的情況很少，大多數(shù)時(shí)候編程器要么無(wú)法識(shí)別處理器，要么無(wú)法寫入閃存。甚至把一個(gè)微控制器燒壞了，使它再也無(wú)法編程。原因是這種處理器的復(fù)位引腳需要電容。在數(shù)據(jù)表上找不到相關(guān)說(shuō)明，但如果沒(méi)有電容，編程就不可靠。用示波器觀察復(fù)位線，似乎處理器會(huì)在復(fù)位線上產(chǎn)生一個(gè)鋸齒信號(hào)。 如果沒(méi)有電容器，處理器復(fù)位速度會(huì)太快，導(dǎo)致編程器無(wú)法連接。在復(fù)位引腳上加了一個(gè) 100 nF 的電容后，一切都開(kāi)始正常工作了。 2、射頻部分 射頻信號(hào)由壓控振蕩器（VCO）產(chǎn)生，其調(diào)諧電壓由微控制器產(chǎn)生。壓控振蕩器的輸出功率為 2 dBm，但由于這個(gè)功率對(duì)于功率放大器來(lái)說(shuō)過(guò)大，因此需要在功率放大器之前安裝衰減器，以衰減輸入信號(hào)，從而使放大器不會(huì)飽和(包含會(huì)引起非線性失真)。
分布式微波頻率 VCO 似乎不是很常見(jiàn)的元件，而且選擇非常有限。VCO 是整個(gè)雷達(dá)中最昂貴的元件，價(jià)格為 17 歐元。在下圖中，還可以看到一個(gè) MOSFET，它可以通過(guò)切斷 PA 的偏置電壓來(lái)關(guān)閉 PA。0 歐姆電阻放在這里是為了在需要時(shí)用更大的電阻來(lái)降低偏置電壓。
之所以選擇使用 5-6 GHz 頻段，是因?yàn)?5.8 GHz 附近有一個(gè)雷達(dá)專用頻段，這個(gè)頻段與 5 GHz WLAN 重疊。由于 Wifi 元件非常普遍，因此有許多不同的廉價(jià)功率放大器可供選擇。選擇使用的功率放大器是SST11LP12，它是一種廉價(jià)的 WLAN 功率放大器，價(jià)格為 1.5 歐元。本來(lái)還有更便宜的功率放大器，但它們的數(shù)據(jù)表細(xì)節(jié)太少，不敢使用。 功率放大器是電路板上耗電量最大的元件，3.3V 的供電電流約為 400mA。由于這應(yīng)該是一個(gè)便攜式設(shè)備，實(shí)驗(yàn)沒(méi)有采用大電池，所以電源和通信都是通過(guò) USB 接口完成的。USB 設(shè)備的最大電流為 5V@0.5A。這意味著功率放大器使用了大約一半的可用電源。由于其他元件的耗電量幾乎沒(méi)有那么大，因此 USB 供電操作應(yīng)該不會(huì)有問(wèn)題。 功率放大器將來(lái)自 VCO 的 -2 dBm 信號(hào)放大到 21 - 23 dBm（0.1 - 0.2 W），具體取決于頻率。然后，輸出信號(hào)進(jìn)入威爾金森(Wilkinson )功率分配器，將輸出分配到發(fā)射天線和混頻器輸入端口。由于功率分配器的全功率輸出對(duì)混頻器來(lái)說(shuō)太大，因此在混頻器之前增加了一個(gè) 7 dB 衰減器，以將輸入信號(hào)衰減到更易于控制的電平。
輻射功率從目標(biāo)反射，由接收天線捕獲，經(jīng)低噪聲放大器放大，然后與功率放大器輸出信號(hào)混頻。LNA 也適用于 5 GHz WLAN，它具有非常低的噪聲系數(shù)，而且價(jià)格低廉，小批量生產(chǎn)僅需 1.1 歐元。 放大后的接收信號(hào)被傳送到混頻器的射頻端口，混頻器在此將功率放大器信號(hào)和接收信號(hào)相乘。混頻器的中頻端口輸出兩個(gè)頻率：輸入頻率之差以及輸入頻率之和。頻率總和超過(guò) 10 GHz，超過(guò)混頻器輸出頻率(自帶濾波)，無(wú)需擔(dān)心。差值信號(hào)是想要的結(jié)果信號(hào)，其頻率約為 100 Hz 至 10 kHz。 3、基帶信號(hào) 混頻器輸出信號(hào)的振幅很小，大約在uV范圍內(nèi)，必須先進(jìn)行放大，然后才能進(jìn)行濾波。第一個(gè)放大器使用 LT6230 低噪聲運(yùn)算放大器，采用同相運(yùn)算放大器連接。MCP4017 是一個(gè) I2C 控制的可變電阻器，改變它的阻值可改變放大器的增益。增益為: 輸入信號(hào)有一些小的直流偏移，這取決于天線與天線之間的耦合，但應(yīng)該在0V左右。由于想盡可能降低成本，所以選擇使用雙電源放大器。這意味著需要將直流偏移信號(hào)重新平衡到 1.65 V，即運(yùn)算放大器電源電壓的一半。再平衡是通過(guò)阻斷直流電壓的電容 C17 和連接到 1.65V 的電阻 R3 來(lái)實(shí)現(xiàn)的，R3 設(shè)置信號(hào)的直流電平。 這雖然有效，但并不是一個(gè)很好的解決方案。電阻會(huì)衰減信號(hào)，增加輸入端的噪聲。事后看來(lái)，使用兩個(gè)電源會(huì)是更好的解決方案，而且不會(huì)增加幾歐元的成本。直流平衡還有另一個(gè)問(wèn)題： 由于平衡是通過(guò)電阻完成的，因此輸入端的直流電壓不會(huì)正好是 1.65V。放大器的增益很高，也會(huì)放大直流偏移，導(dǎo)致輸出電壓的直流偏移偏離。 注：為什么我們會(huì)推薦這些資料給大家做參考，可以看到這些實(shí)驗(yàn)所涉及的知識(shí)面非常廣泛，比如模電、數(shù)電、信號(hào)與系統(tǒng)、高頻電路、射頻控制、天線與微波、電路設(shè)計(jì)與PCB、嵌入式、雷達(dá)算法、信號(hào)處理、測(cè)試與測(cè)量等綜合性內(nèi)容，能夠吸收并融會(huì)貫通也是非常厲害的。同時(shí)為什么我們會(huì)推薦學(xué)習(xí)雷達(dá)專業(yè)的同學(xué)就業(yè)不要局限在雷達(dá)一條路上，將雷達(dá)拆開(kāi)，你會(huì)發(fā)現(xiàn)雷達(dá)式多方面的，可千萬(wàn)不要把自己的路走窄了。 接著上面的話題，在濾波器之后再添加一個(gè)直流阻斷電容器的解決方案并不是一個(gè)真正的好方案，因?yàn)樗⒉荒芙鉀Q第一個(gè)放大器之后平衡不良的問(wèn)題。 更好的解決方案是通過(guò)添加一個(gè)與 R9 并聯(lián)的串聯(lián)電容和電阻（圖中的 R0 和 C0），使增益取決于頻率。直流不會(huì)流過(guò)電容器，增益由 R9 設(shè)定。交流電將流過(guò)電容器，增益由 R9 和電阻 R0 的并聯(lián)組合設(shè)置。本實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)將 R9 設(shè)置為 1.5k，再加上 44 uF 的電容器和 50 歐姆的電阻器效果很好。這種解決方案并非沒(méi)有缺點(diǎn)，R9 會(huì)產(chǎn)生放大器中的大部分噪音，增大它也會(huì)增加噪音。但這并不重要，因?yàn)槭聦?shí)證明，由于天線不好，增益無(wú)法調(diào)得足夠大，以達(dá)到本底噪聲。
由于 ADC 將對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣，因此需要進(jìn)行濾波，以確保信號(hào)的最高頻率小于采樣頻率的一半，從而避免出現(xiàn)混疊現(xiàn)象。濾波器本身與麻省理工學(xué)院咖啡罐雷達(dá)（搭建小型雷達(dá)系統(tǒng) | 實(shí)現(xiàn)距離、多普勒測(cè)量和合成孔徑雷達(dá)成像）上使用的濾波器相同。截止頻率為 15KHz，但也可以更高，因?yàn)槲⒖刂破鞯牟蓸宇l率至少可達(dá) 200KHz。實(shí)際上這并不重要，因?yàn)槔走_(dá)的j距離不足以產(chǎn)生 15 kHz 的信號(hào)。 低通濾波器并不是很好，但由于較遠(yuǎn)的目標(biāo)會(huì)產(chǎn)生較高的頻率，因此濾波器的增益應(yīng)隨著頻率的增加而增加，直到截止頻率。這樣，微弱的高頻信號(hào)就會(huì)被放大，雷達(dá)的動(dòng)態(tài)范圍就會(huì)增大。
使用差分輸入的 ADC 比使用單端輸入的微控制器分辨率更高。上面的電路直接來(lái)自 LTC6242 數(shù)據(jù)表，它將濾波器的單端信號(hào)轉(zhuǎn)換為 ADC 的差分信號(hào)。 這個(gè)電路也遇到了一些意想不到的問(wèn)題。LTC6242 是軌至軌運(yùn)算放大器，但當(dāng)實(shí)驗(yàn)測(cè)試電路時(shí)，即使工作電壓為 3.3V，輸出飽和電壓也已達(dá)到 2.6V。原因是輸入端的共模電壓范圍，2.6V 是輸入端應(yīng)承受的最大電壓，高于此電壓會(huì)使輸入端飽和，輸出端就會(huì)像輸入電壓為 2.6V 一樣作出反應(yīng)。 解決這個(gè)問(wèn)題并不復(fù)雜，但需要在電路中添加一些增益，以便在輸入電壓不超過(guò) 2.6V 的情況下，2.6V 輸入產(chǎn)生 3.3V 輸出。這可以通過(guò)在 C21 上并聯(lián)一個(gè)電阻 Rx 來(lái)實(shí)現(xiàn)。這樣，第一個(gè)運(yùn)算放大器的反饋信號(hào)就會(huì)減弱，使其輸出電壓升高，從而使負(fù)輸入端的反饋電壓等于正輸入端的輸入信號(hào)。第一個(gè)運(yùn)算放大器輸出的全電壓不會(huì)加到第二個(gè)運(yùn)算放大器上，電路將以全輸出擺幅正常工作。 4、功率分配器 威爾金森功率分配器是一種無(wú)損功率分配器，端口之間具有良好的隔離效果，但它與頻率有關(guān)。如果信號(hào)與設(shè)計(jì)頻率相差太遠(yuǎn)，端口之間的隔離就會(huì)受到影響。雷達(dá)使用的頻率范圍不是很大，因此不會(huì)有太大影響，而且工作正常。 這種功率分配器的一個(gè)缺點(diǎn)是功率均分，但實(shí)際上實(shí)驗(yàn)希望大部分功率流向發(fā)射天線，只有一小部分流向混頻器。在均分功率的情況下，混頻器前需要有一個(gè)衰減器來(lái)降低輸入功率。這就浪費(fèi)了本應(yīng)用于傳輸?shù)墓β省＜词故呛?jiǎn)單的威爾金森功率分配器也會(huì)占用大量的電路板空間，而在它所占用的空間里卻可以安裝很多元件。
實(shí)驗(yàn)本想在分配器中使用平滑彎曲，因?yàn)樗鼈冊(cè)O(shè)計(jì)起來(lái)很簡(jiǎn)單，但 Kicad 不支持，故不得不使用 90 度斜角。斜角只是在拐角處開(kāi)了一個(gè)切口，如上圖所示，從而抵消了拐角處的阻抗變化。微波電路中經(jīng)常使用這種彎角，因?yàn)樗鼈儾粫?huì)反射信號(hào)，而且與平滑彎角相比，可容納的空間更小。 焊接掩模也從跡線頂部去除，這樣就不會(huì)影響阻抗。這樣做還有一個(gè)作用就是可以看到漂亮的鍍金層，從而使線路看起來(lái)更酷。連接頂部和底部地需要大量的通孔，6 GHz 時(shí)的波長(zhǎng)約為 36 mm，因此通孔之間的距離必須比這一數(shù)值小得多，這樣接地平面才不會(huì)出現(xiàn)電位差。通常的經(jīng)驗(yàn)法則是，通孔之間的距離應(yīng)為波長(zhǎng)的 1/20。由于增加通孔不需要任何成本，因此在放置通孔時(shí)很大方，射頻線路周圍的通孔間距約為1mm。 實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)的第一個(gè)版本使用的是常規(guī)設(shè)計(jì)公式：兩個(gè)分配器的阻抗為 ，長(zhǎng)度為波長(zhǎng)的四分之一，約等于 8mm。 由于可以使用 CST 電磁場(chǎng)模擬軟件(https://www./products-services/simulia/products/cst-studio-suite/)，因此可以用它來(lái)模擬分頻器。CST 有一個(gè)方便的功能，可以導(dǎo)入 gerber 文件，因此仿真模型的尺寸與 KiCad 中繪制的完全一致。
在CST中建模的功率分配器, 藍(lán)色圓柱體是 100 歐姆電阻和紅色平面是波導(dǎo)端口。模擬的 S 參數(shù):
分頻器的設(shè)計(jì)中心頻率為 5.5 GHz，但根據(jù) CST，其最佳工作頻率為 6 GHz。增加 1.2 mm的長(zhǎng)度后，工作頻率變?yōu)?5.5 GHz。造成這種差異的可能原因是計(jì)算的導(dǎo)線長(zhǎng)度是從支路到電阻焊盤中心，但實(shí)驗(yàn)認(rèn)為導(dǎo)線長(zhǎng)度應(yīng)從支路到電阻中心計(jì)算。 從較低的 S11（最多為 -35 dB）可以看出，斜接彎管是有效的，只有極少量的功率被反射回輸入端。即使是沒(méi)有斜角的 90 度直彎管，在這些頻率下的反射也很可能微乎其微，因?yàn)樾盘?hào)的波長(zhǎng)比邊角大得多。
S21，從功率放大器到發(fā)射天線的增益為 -3.3 dB。理想情況下增益為 -3dB，即功率平均分配，沒(méi)有任何浪費(fèi)，但特別是基板損耗會(huì)消耗部分功率，0.3 dB 的額外損耗仍然比較理想。 調(diào)整走線長(zhǎng)度后，所有可用頻率（5.3 GHz 至 6.3 GHz）的端口隔離均低于 -20 dB。 5、SMA 連接器接口 在普通的低頻設(shè)計(jì)中，像連接器這樣簡(jiǎn)單的東西其實(shí)并不需要注意。但是，射頻頻率的情況就不同了。為了盡量減少微帶到同軸電纜轉(zhuǎn)換過(guò)程中的損耗，實(shí)驗(yàn)決定同時(shí)模擬這個(gè)接口。連接器的潛在問(wèn)題在于1.3 mm的中心導(dǎo)體比 0.35 mm的微帶要大得多。由于連接器引腳需要幾毫米長(zhǎng)的焊盤來(lái)焊接，焊盤本身就像一個(gè)微帶，而由于焊盤太寬，阻抗非常低，微帶和同軸電纜之間存在明顯的阻抗不連續(xù)性，會(huì)將功率反射回去。
有一些連接器更適合這些軌道寬度，但這些都是最便宜的 SMA 連接器，而且價(jià)格相當(dāng)昂貴，一個(gè)要 3 歐元。更好的連接器大約需要 10 歐元一個(gè)，占總成本的很大一部分。
模擬證實(shí)了這一問(wèn)題。S11 在 6 GHz 時(shí)為 -3 dB，這意味著一半的功率進(jìn)入天線，另一半被反射回來(lái)。但這并不意味著不能使用這種連接器，只是需要對(duì)接口進(jìn)行一些改動(dòng)。問(wèn)題在于焊盤是作為微帶工作的，阻抗不對(duì)。把焊盤做薄就能解決問(wèn)題，但這是不可能的，否則連接器就無(wú)法焊接。另一種解決方案是在地平面上開(kāi)孔。因?yàn)槲У淖杩谷Q于與下面接地平面的距離，在焊盤下面的接地平面上開(kāi)孔可以提高其阻抗，消除阻抗不連續(xù)。 經(jīng)過(guò)幾次模擬后發(fā)現(xiàn)，最佳切口為 3.7x2.6 毫米，其 S11 為 -22 dB，因此幾乎沒(méi)有功率（0.6%）被反射回來(lái)。
6、焊接電路板 PCB打印后的電路板如下所示：
在 71 歐姆的薄型功分線邊緣可以看到一些粗糙的痕跡。這對(duì)性能影響不大，因?yàn)檑E線的寬度會(huì)影響其阻抗。粗糙度仍然很低，對(duì)阻抗的影響應(yīng)該很小。
QFN 的焊膏可以手工涂抹，但盡量不要這么做。使用鋼網(wǎng)可以讓焊膏的涂抹變得更加容易，節(jié)省大量時(shí)間，即使是制作單個(gè)電路板，訂購(gòu)鋼網(wǎng)也是合理的，因?yàn)殇摼W(wǎng)的價(jià)格非常便宜。
下面是不同雷達(dá)系統(tǒng)組件的圖片，中間未標(biāo)注的元件是用于模擬元件的 3.3V 穩(wěn)壓器、用于 VCO 和 LNA 的 3.0V 穩(wěn)壓器以及用于為基帶濾波器生成 1.65V 虛擬地的運(yùn)算放大器。VCO VTUNE 放大器用于將微控制器的 3.3V DAC 輸出信號(hào)放大到 10V。
7、雷達(dá)測(cè)試 下圖雷達(dá) VCO 調(diào)諧電壓從 0 到 10V 全范圍掃描時(shí)的頻譜分析儀輸出。輸出頻率從 5.6 GHz 到 6.3 GHz。由于輸出端有一個(gè) 20 dB 衰減器，實(shí)際輸出功率為 15 dBm。這包括 1 米長(zhǎng) SMA 電纜的損耗，在這些頻率下?lián)p耗應(yīng)在 1 dB 左右。
輸出功率不太均勻，在一定范圍內(nèi)實(shí)際下降了 6 dB。這是預(yù)料之中的，符合功率放大器數(shù)據(jù)表中的規(guī)格。最大增益在 4.0 GHz 時(shí)已經(jīng)達(dá)到，在 6 GHz 時(shí)下降了約 10 dB。由于掃描帶寬約為 100 MHz，在此帶寬上的下降幅度較小，因此增益不均勻度不會(huì)造成問(wèn)題。 功率放大器的理論輸入功率為 -5 dBm，在 6 GHz 時(shí)增益約為 27 dB，因此輸出功率應(yīng)為 22 dBm。由于功率分配器的模擬損耗為 3.3 dB，因此輸出功率應(yīng)為 18.7 dBm，減去電纜中的未知損耗。測(cè)量到的功率與計(jì)算出的功率不盡相同，但已經(jīng)足夠接近，可以說(shuō)功率放大器和分配器是按照設(shè)計(jì)工作的。 8、天線設(shè)計(jì) 電路板制作完成后，就該制作天線了。雷達(dá)通常使用指向性很強(qiáng)的喇叭天線。波束的方向性非常重要，這樣只能接收到來(lái)自目標(biāo)的信號(hào)，而不是周圍的信號(hào)。除了方向性之外，雷達(dá)天線還應(yīng)具有較低的邊帶，這樣天線與天線之間的耦合度就會(huì)很低，也就不會(huì)接收到來(lái)自雷達(dá)后面和兩側(cè)的反射信號(hào)。此外，天線不應(yīng)將功率反射回去，而應(yīng)發(fā)揮其作用，將功率輻射出去。 也許最好的天線之一就是金字塔形喇叭天線。它可以滿足所有要求，只是制造成本較高。在實(shí)驗(yàn)還不確定雷達(dá)板能否正常工作的時(shí)候，不必花太多錢去制作一個(gè)非常好的天線。因此可以先制作廉價(jià)的蹩腳天線來(lái)測(cè)試電路板，然后再制造合適的天線。 于是實(shí)驗(yàn)決定用易拉罐制作天線，易拉罐天線通常被稱為 cantennas。大多數(shù)易拉罐的問(wèn)題是，它們對(duì)于 6 GHz 范圍來(lái)說(shuō)太大了，最合適的罐子是兩個(gè)相當(dāng)小梨罐頭。
天線設(shè)計(jì)的唯一自由參數(shù)是 SMA 連接器的位置以及 SMA 連接器中心線的長(zhǎng)度和直徑。盡管實(shí)驗(yàn)嘗試盡最大努力優(yōu)化它們，但毫不奇怪，cantennas 的性能確實(shí)很糟糕。波束寬度為 100 度，這對(duì)于雷達(dá)天線來(lái)說(shuō)確實(shí)很寬。模擬的輻射方向圖也很奇怪，主光束的中心有一個(gè)孔，無(wú)論我如何調(diào)整饋源位置、饋線長(zhǎng)度或其直徑，都無(wú)法在不犧牲輻射效率的情況下消除該孔。
從上面可以看出，這個(gè)洞很深。雖然天線很糟糕，但應(yīng)該足以測(cè)試?yán)走_(dá)是否正常工作。
輸入反射還不錯(cuò)，低于 -10 dB 都沒(méi)問(wèn)題。
焊接 SMA 連接器的最佳方法是先移除聚四氟乙烯絕緣體，再焊接外殼。如果特氟龍片從錯(cuò)誤的一側(cè)插入，使其露出罐子內(nèi)側(cè)，則更容易定位。這樣特氟龍片就會(huì)把外殼對(duì)準(zhǔn)孔的中心，焊接起來(lái)就容易多了。焊接外殼后，需要將饋線焊接到 SMA 連接器的中心導(dǎo)體上。取下聚四氟乙烯片后，這也更容易焊接。焊接完饋線后，可以將特氟龍片從外面推回。 實(shí)驗(yàn)最初擔(dān)心烙鐵是否有足夠的功率將罐子加熱到足夠熱，但使用普通烙鐵和普通焊錫絲焊接連接器并沒(méi)有任何困難。
實(shí)驗(yàn)使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量了實(shí)際天線的 S11。它的最高頻率為 6 GHz，因此勉強(qiáng)夠用。測(cè)量的 S11 在 6 GHz 時(shí)為 -15 dB，實(shí)際上比模擬值要好。 這可能是第一次出現(xiàn)實(shí)際效果比模擬效果更好的情況。兩根天線的 S11 基本相同，因此不能歸咎于制造公差。原因可能是模型過(guò)于簡(jiǎn)單，沒(méi)有包括罐中的波紋。制作這些波紋太耗時(shí)，所以我只用光滑的內(nèi)壁制作了天線模型。S11 的形狀仍然與模擬的形狀非常接近，這表明模擬并沒(méi)有太不準(zhǔn)確。 四、雷達(dá)造型 雷達(dá)造型如下所示：
五、外場(chǎng)測(cè)試 下圖是實(shí)驗(yàn)測(cè)試?yán)走_(dá)的足球場(chǎng)。實(shí)驗(yàn)用一個(gè)紙箱將天線從地面抬起。圖中雷達(dá)位于電腦后面。
通常雷達(dá)都有指向性很強(qiáng)的天線，這樣就能準(zhǔn)確地指向目標(biāo)，而不會(huì)受到周圍環(huán)境太多反射的影響。由于實(shí)驗(yàn)使用的天線波束寬度約為 100 度，因此雷達(dá)會(huì)接收到大量來(lái)自周圍的反射信號(hào)，也稱為雜波。
上圖是從另一側(cè)看到的景象。中間可以看到雷達(dá)下的方框，但在這個(gè)距離上雷達(dá)并不明顯。
上圖是經(jīng)過(guò)處理的信號(hào)，Y 軸為時(shí)間（以秒為單位），X 軸為距離。顏色是檢測(cè)到的頻率的功率，參考某個(gè)任意值。 背景有很多雜波，來(lái)自兩側(cè)的樹(shù)木。部分雜波也是雷達(dá)通過(guò)天線邊帶從兩側(cè)和后面反射造成的。在大約 50 米處，可以清楚地看到來(lái)自場(chǎng)地中央球門的雜波；在大約 130 米處，可以看到來(lái)自背景建筑物的雜波。雖然很難看清楚，但特別是在前背景處，可以看到人行走的路徑的對(duì)角線。
從當(dāng)前脈沖中減去前一個(gè)脈沖后(MTI對(duì)消)，所有靜止的雜波都被消除了，情況一下子變得清晰多了。信噪比在 50 米處約為 15 dB，在 90 米附近為零。例如，風(fēng)吹樹(shù)動(dòng)和不準(zhǔn)確的采樣會(huì)導(dǎo)致連續(xù)脈沖不完全相同，即使在減法之后也會(huì)留下一些雜波。
上圖是捕捉到的其中一個(gè)波形，很明顯，一切似乎都不太對(duì)勁。在掃描開(kāi)始時(shí)有一個(gè)很大的峰值，它將自動(dòng)增益控制器的最大增益限制在最大增益的三分之一左右。如果峰值和低頻信號(hào)不存在，增益就可以提高，這也會(huì)改善雷達(dá)的測(cè)距能力。
從示波器捕捉到的混頻器輸出信號(hào)來(lái)看，原因很明顯。由天線附近的反射引起的低頻高振幅信號(hào)會(huì)在每次掃描開(kāi)始時(shí)產(chǎn)生很大的不連續(xù)性。由于該信號(hào)是交流耦合到基帶的，因此在通過(guò)電容器后會(huì)產(chǎn)生一個(gè)衰減峰值。解決辦法是使用更好的天線。 總之，雷達(dá)可以正常工作，測(cè)距范圍也不差，不過(guò)如果使用更好的天線，測(cè)距范圍會(huì)更大。 【本期結(jié)束】 |
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